Умножитель частоты. Умножение частоты в генераторах Умножение частоты на дискретных элементах

Умножитель частоты

1.3.2. Частоты

Довольно часто при построении схем разнообразных генераторов и синтезаторов частот возникает необходимость в преобразовании сигналов одной частоты в сигналы большей частоты. Это можно сделать при помощи описанных в разделе Смесители схем смесителей (обеспечив преобразование вверх). Однако, когда требуется кратное преобразование (в два, три и более раз), удобнее и эффективнее использовать схемы так называемых умножителей частоты . Как следует из названия, такие схемы обеспечивают кратное преобразование (умножение) частоты входного сигнала.

Диодные умножители частоты характеризуются рядом положительных черт, которые обусловливают довольно широкое применение таких устройств (особенно на высоких и сверхвысоких частотах). К наиболее важным относятся: низкий уровень тепловых и фазовых шумов, способность работать на очень высоких частотах (вплоть до частот субмиллиметрового диапазона), а также относительная простота конструкции.

В настоящее время на практике применяется три принципиально отличающихся методики умножения частоты в диодных умножителях:

• варакторное умножение (умножение на нелинейной емкости);
• удвоение на схеме двухполупериодного выпрямления;
• диодное преобразование формы импульсов с последующим выделением нужной гармоники.

Работа умножителей частоты характеризуется рядом параметров: коэффициент умножения , входная (\(P_{вх}\)) и выходная (\(P_{вых N}\)) мощности , КПД (\(\eta = P_{вых N}/P_{вх}\) , иногда его называют эффективностью умножителя или коэффициентом передачи по мощности ), полоса рабочих частот и т.д.

Варакторные умножители частоты - это устройства, главным рабочим элементом которых является умножительный варикап (варактор) - полупроводниковый диод, который используется как нелинейная емкость с малыми потерями. Преобразование частоты происходит за счет искажения формы сигнала на нелинейно зависящей от напряжения емкости варактора и последующего выделения нужной гармонической составляющей. Структурные схемы двух основных типов варакторных умножителей представлены на рис. 3.6-35.

Рис. 3.6-35. Последовательная (а) и параллельная (б) структурные схемы варакторных умножителей частоты

Эти структурные схемы содержат: источник входного сигнала, варактор, нагрузку и фильтры \(Ф1\), \(Ф2\). Фильтры служат для фильтрации гармоник в нагрузке и источнике входного сигнала, а также для согласования нагрузки и источника с варакторным умножителем. Первый фильтр \(Ф1\) настраивается на частоту входного сигнала (это может быть, например, фильтр нижних частот с частотой среза незначительно превышающей частоту входного сигнала), а второй фильтр \(Ф2\) - на частоту нужной гармоники (это должен быть достаточно узкополосный полосовой фильтр, точные требования к полосе пропускания обоих фильтров определяются спектром умножаемого сигнала). При таких характеристиках через варактор протекают лишь две гармоники тока (конечно, любые реальные фильтры неидеальны, поэтому на самом деле будут присутствовать и все другие гармоники, но они будут существенно подавлены).

Мощность сигнала, подведенная к умножителю, частично теряется в варакторе и фильтрах. Некоторая доля преобразованной мощности рассеивается в элементах схемы. Поэтому коэффициент передачи по мощности варакторных умножителей частоты меньше единицы. Обычно стремятся получить максимальные выходную мощность и КПД, т.е. добиться режима, оптимального по энергетическим показателям.

Варакторные умножители находят наибольшее применение в диапазоне СВЧ (сантиметровые, миллиметровые и субмиллиметровые длины волн). Их основное достоинство состоит в том, что с их помощью могут быть созданы достаточно мощные генераторы на те диапазоны частот, в которых нельзя добиться приемлемых параметров от генераторов на диодах Ганна или лавинно-пролетных диодах (например, ввиду невозможности непосредственной генерации диода Ганна или лавинно-пролетного диода на нужной частоте или ввиду повышенного уровня шумов генераторов на ЛПД).

В реальных умножителях сантиметрового диапазона (по выходной частоте) при коэффициенте умножения равном двум достигается КПД порядка 60...70 %. При увеличении коэффициента умножения КПД падает, так в утроителях он уже не превышает 40...50 %, а в умножителе частоты на восемь падает до 10...12 %. Указанные значения могут быть несколько увеличены при применении ряда специальных методик, таких как: работа в режиме с частичным отпиранием варактора и введение дополнительных (т.н. “холостых ”) контуров в схему умножителя (рис. 3.6-35).

В обычном умножителе варактор все время находится в режиме обратного смещения (цепи задания режима по постоянному току на рис. 3.6-35 не показаны), причем, с точки зрения уменьшения потерь в варакторе, выгодно максимально увеличивать напряжение смещения вплоть до уровня, граничащего с напряжением пробоя. Снижение потерь, казалось бы, означает большую выходную мощность и КПД умножителя. Тем не менее, это не всегда так - очень важен характер вольт-фарадной характеристики \(C(U)\) применяемого варактора. Дело в том, что нелинейность именно этой характеристики является основополагающим физическим эффектом, лежащим в основе работы варакторного умножителя. Так, например, если зависимость емкости диода от приложенного обратного напряжения близка к квадратичной, то наиболее эффективным будет применение такого диода в удвоителях частоты, а если степень нелинейности выше, то он неплохо справится и с умножением на больший коэффициент. Но самым важным является не характер, а глубина данной нелинейности, т.е. абсолютные величины коэффициентов \(b, c, d, ... \) в формуле, отражающей разложение зависимости \(C(U)\) в ряд Тейлора: \(C(U) = C_0 + aU + bU^2 + cU^3 + ... \). Усилить нелинейность удается в режиме с частичным открыванием \(p\)-\(n\)-перехода варактора .

Если варактор в течение всего периода входного сигнала закрыт, то для умножения частоты используется только барьерная емкость перехода. При открывании диода к барьерной добавляется диффузионная емкость, которая меняется от напряжения значительно сильнее, и вольт-фарадная характеристика становится более нелинейной. Однако при открывании существенно возрастают потери за счет прямого тока диода. Таким образом, существует некий критерий, определяющий возможность использования режима с частичным открыванием в том либо ином варакторном умножителе частоты. Данный критерий определяется исходя из частотных свойств варактора и частот входного и выходного сигналов. Дело в том, что в функционирующем в режиме с частичным открыванием варакторе с увеличением частот сигналов будет изменяться характер потерь. При малых частотах преобладающими будут рекомбинационные потери, с увеличением частоты они падают, но существенными становятся потери инерционные. В некотором диапазоне частот оба вида потерь могут оказаться достаточно малы, и как следствие - общая добротность варактора превысит единицу, что и обусловливает целесообразность применения режима с частичным открыванием. Граничные частоты оцениваются следующими соотношениями: \(f_{вх} > 1/\tau_{эфф}\), \(f_{вых N} < 1/\tau_{выкл}\), где \(f_{вх}\), \(f_{вых N}\) - частоты входного и выходного сигналов, \(\tau_{эфф}\) - эффективное время жизни неосновных носителей в базе диода, \(\tau_{выкл}\) - время выключения диода.

В высокочастотных варакторах применяются специальные меры по снижению \(\tau_{выкл}\), которое может составлять десятые доли наносекунд. Для этого уменьшают толщину базы и выполняют ее с неравномерной концентрацией примесей (см. Диоды с накоплением заряда).

Методика дополнения варакторного умножителя так называемыми холостыми контурами позволяет увеличить КПД для умножителей с коэффициентом умножения больше двух. Она основана на дополнительном преобразовании на том же варакторе сигнала 2-й, 3-й... гармоники в полезный выходной сигнал. Пояснить сказанное можно на примере утроителя с дополнительным контуром, настроенным на 2-ю гармонику. Если схема включения данного контура такова, что он не является нагрузкой для 2-й гармоники (работает на холостом ходу), т.е. потери на этой гармонике будут малы (отсюда и название - утроитель с холостым контуром, настроенным на 2-ю гармонику), то взаимодействие колебаний 1-й и 2-й гармоник на нелинейной емкости будет приводить к преобразованию части мощности 2-й гармоники в мощность 3-й.

При увеличении выходной мощности за счет холостого контура растет и мощность потерь - ведь теперь в диоде рассеивается мощность трех составляющих тока, а не двух, как в простом умножителе. Несмотря на это, КПД может увеличиться, если выходная мощность возрастает в большей мере, чем потери. На практике для утроителя с холостым контуром на 2‑ю гармонику достижим КПД порядка 70% вместо обычных 40...50 %. В умножителях большей кратности возможно применение нескольких холостых контуров, однако их реализация на сверхвысоких частотах существенно усложняет конструкцию и настройку умножителя при незначительном росте его эффективности. Поэтому обычно ограничиваются одним, реже - двумя холостыми контурами.

Описанное выше варакторное умножение частоты относится к классическому, используемому сравнительно давно и часто способу выделения гармоник на нелинейном элементе. Основные достоинства и недостатки данного метода следующие:

• возможность генерации существенных мощностей на частотах, которые являются рекордно высокими для любых полупроводниковых генераторов СВЧ;
• высокий КПД, особенно в режиме с частичным открыванием и при введении холостых контуров;
• поскольку варакторные умножители являются резонансной системой им свойственна узкополосность и трудность перестройки по частоте;
• при работе на низких частотах резонансная система становится слишком громоздкой, а требуемая для выделения нужной гармоники добротность реализуется с трудом.

В последнее время все большее распространение получают умножители частоты, в которых резонансный способ выделения гармоник не используется. Одной из разновидностей являются умножители, основанные на эффекте удвоения частоты на схеме двухполупериодного выпрямления .

Для двухполупериодного выпрямителя характерно, что частота пульсаций выходного напряжения в два раза превышает частоту входного напряжения (анализ работы таких выпрямителей приведен в разделе Выпрямители). Именно это свойство используется при работе удвоителей частоты. На рис. 3.6-36, 3.6-37 приведены схемы двух простых удвоителей, основанных на двухполупериодной схеме выпрямления со средней точкой и на мостовой схеме.

Рис. 3.6-36. Удвоитель частоты на основе двухполупериодного выпрямителя со средней точкой

Рис. 3.6-37. Удвоитель частоты на основе мостового выпрямителя

В приведенных схемах удвоителей могут применяться диоды самых различных типов (кремниевые, германиевые или арсенид-галлиевые диоды с \(p\)-\(n\)-переходом, диоды с накоплением заряда , диоды с переходом Шоттки , СВЧ диоды), параметры этих диодов будут полностью определять частотные и мощностные свойства удвоителя. Например, использование диодов с барьером Шоттки, которые имеют малое прямое падение напряжения, позволяет подавать на вход достаточно слабые сигналы, а если использовать диоды СВЧ, то и рабочий диапазон устройства смещается в область сверхвысоких частот (рабочий диапазон частот определяется также частотными свойствами трансформаторов).

В качестве трансформаторов на входе и выходе умножителя могут использоваться обыкновенные резонансные контуры, однако наилучшие параметры достижимы при применении широкополосных симметрирующих трансформаторов аналогичных тем, которые используются в широкополосных диодных смесителях . Такие трансформаторы обеспечивают лучшее согласование по входу и выходу, а также обладают высокой широкополосностью, что позволяет применять удвоитель частоты для сигналов очень широкого диапазона частот без какой-либо перестройки. Существует много вариантов включения широкополосных трансформаторов, правильный выбор позволяет обеспечить требуемый для конкретного устройства входной импеданс. На рис. 3.6-38, 3.6-39 приведен ряд примеров удвоителей частоты с широкополосными трансформаторами.

Рис. 3.6-38. Удвоитель частоты на основе мостового выпрямителя с широкополосными симметрирующими трансформаторами (коэффициент трансформации 1:4 или 1:1)

Рис. 3.6-39. Удвоитель частоты на основе двухполупериодного выпрямителя с широкополосным симметрирующим трансформатором (коэффициент трансформации 1:4) на входе

Заметим, что в схеме на рис. 3.6-39 выходной трансформатор отсутствует, его заменил дроссель \(L1\). Это практически не оказывает влияния на параметры умножителя, зато упрощает его конструкцию.

При необходимости обеспечить умножение частоты в 4, 8 и т.д. раз удвоители на схемах выпрямления могут включаться последовательно. При этом, однако, следует иметь в виду, что их КПД не очень высок (порядка 20 % для двухдиодного удвоителя). Поэтому между каскадами удвоения, как правило, включаются промежуточные усилительные каскады.

Таким образом, основными свойствами удвоителей на схемах двухполупериодного выпрямления являются:

• простота построения и высокая широкополосность, особенно при применении широкополосных согласующих трансформаторов;
• отсутствие громоздких резонансных систем, что позволяет выполнять удвоители компактными и использовать на низких частотах;
• низкий КПД и, как следствие, необходимость в промежуточном усилении при многокаскадном включении.

Кроме двух описанных выше методик для умножения частоты могут применяться самые разнообразные схемы, которые работают по принципу изменения формы входного синусоидального сигнала на цепи с существенными нелинейными свойствами и последующим выделением нужной гармоники . Такой принцип очень близок к варакторному умножению частоты, в основе которого также лежит нелинейная цепь (варактор), однако он обеспечивает гораздо меньший КПД, поскольку типовые ключевые цепи, обеспечивающие изменение формы сигнала, обычно характеризуются достаточно высокими потерями, а реализуемый ими характер нелинейности вызывает появление слишком большого числа разнообразных гармоник. Основным же достоинством данных умножителей является простота принципиальной схемы и настройки. Также как и варакторные умножители, умножители с изменением формы сигнала являются резонансными устройствами и при изменении частоты должны подвергаться перестройке.

Пример схемы простого утроителя построенного по описанному принципу приведен на рис. 3.6-40.

Рис. 3.6-40. Утроитель частоты 10/30 МГц на диодах

Также как и в описанных выше умножителях на выпрямляющих схемах, большинство параметров данного умножителя определяются типом применяемых в нем диодов. Оптимальным обычно является выбор диодов с барьером Шоттки соответствующей мощности.

Принцип работы схемы состоит в следующем. Входной фильтр \(L1\), \(C1\) обеспечивает согласование импеданса следующего за ним диодного преобразователя с выходом предыдущего каскада, кроме этого, он предотвращает проникновение высокочастотных гармоник сигнала на вход умножителя. Диодный преобразователь \(VD1-VD4\), \(L2\) служит для преобразования входного синусоидального сигнала в прямоугольный. Выходные цепи \(C2\), \(L3\), \(C3\), \(L4\) выделяют из прямоугольного сигнала нужную гармонику и обеспечивают согласование импедансов на выходе умножителя. Очень важным достоинством данной схемы является уникально низкий фазовый шум, что может быть решающим фактором для некоторых случаев применения умножителей частоты.

Если провести математический анализ простого прямоугольного сигнала, окажется, что в нем присутствуют только гармоники с нечетными номерами (1-я, 3-я, 5-я, 7-я и т.д.). Таким образом, приведенная на рис. 3.6-40 схема при соответствующей настройке резонансных контуров может использоваться для умножения частоты на 3, 5, 7, ... . Для обеспечения четного умножения необходимо другое преобразование формы сигнала, например, в сигнал треугольной формы. Следует иметь в виду, что с повышением коэффициента умножения существенно снижается и без того достаточно невысокий КПД умножителя частоты.

Схема еще одного простого умножителя частоты приведен на рис. 3.6-41. Его работа также основана на преобразовании формы синусоидального сигнала в прямоугольный сигнал с последующим выделением нечетной гармоники.

Умножители частоты. Простейшие пассивные умножители частоты выполняются на основе искажения гармонического входного сигнала e m (t) в токе безынерционного нелинейного элемента с характеристикой и ь1Х (е ьх). В выходной цепи такого нелинейного элемента включается цепь для выделения (фильтрации) высших частотных компонент тока / вых (/).

Оценим эффективность работы таких умножителей частоты в зависимости от кратности п. Аппроксимируем характеристику нелинейного элемента гладкой экспоненциальной функцией

где / 0 -ток при e w = 0; а - множитель с размерностью В" 1 .

Запишем гармонический входной сигнал в виде

Рис. 3.11.

где Е - начальное смещение; U BX - амплитуда входного сигнала умножителя; со - частота входного сигнала.

Тогда амплитуду л-й гармоники тока /1„ такого нелинейного элемента можно выразить через модифицированную функцию Бесселя J n (x) порядка л в виде

где

При малых входных амплитудах х = аU BX « п функция Бесселя в формуле (3.4) заменяется асимптотическим выражением

На рис. 3.11 пунктирной линией показано отношение амплитуды тока л-й гармоники к амплитуде тока первой гармоники для гладкой экспоненциальной нелинейности при малом сигнале по формуле (3.5).

При больших амплитудах входного сигнала в таком узле возникает эффект ограничения выходного тока, а в пределе нелинейность можно считать двухуровневой:

где / 0 - коэффициент с размерностью тока, имеющий физический смысл уровня ограничения; Е" - напряжение отсечки тока.

Угол отсечки тока с учетом формулы (3.4) определяется соотношением cos0 = (Е - Е") / U вх, а высшие гармоники тока 10 п вместо формулы (3.5) выражаются соотношением

Если подбирать для каждой кратности л угол отсечки 0 так, чтобы множитель sin л0 в числителе формулы (3.7) был равен единице, то из формулы (3.7) следует, что амплитуды высших гармоник тока убывают обратно пропорционально номеру гармоники, а их мощность, соответственно, обратно пропорционально квадрату номера гармоники. На рис. 3.11 штрихпунктирной линией показано отношение амплитуды тока л-й гармоники к амплитуде тока первой гармоники для двухуровневой нелинейности по формуле (3.6).

Если использовать кусочно-линейную аппроксимацию характеристики нелинейного элемента

где S - коэффициент с размерностью A/В, имеющий физический смысл крутизны характеристики нелинейного элемента, то вместо формулы (3.5) или (3.7) амплитуда тока л-й гармоники П п выражается через коэффициенты кусочно-линейного разложения косинусоидального импульса с отсечкой:

(3.8)

Для л = 1 справедливо выражение а для

л? 2 нужно использовать выражение

. Для каждой кратности умножения имеется оптимальный угол отсечки 0 ОПТ = тс/л, при котором амплитуда тока этой гармоники максимальна. Отношение /„//, амплитуд тока л-й и 1-й гармоник для оптимальных значений угла отсечки 0 ОПТ выражается соотношением

На рис. 3.11 сплошной линией показана (по формуле (3.9)) зависимость /„//, от кратности л при полигональной аппроксимации и оптимальном угле отсечки.

Из рис. 3.11 следует, что токи высших гармоник тока при безынерционном нелинейном преобразовании и оптимальном выборе угла отсечки убывают в среднем обратно пропорционально кратности л, а их мощности - обратно пропорционально квадрату кратности. Выделение из импульсов тока составляющей нужной гармоники с хорошей чистотой спектра также затрудняется при высокой кратности, так как требует высоких трудно реализуемых значений добротности частотно-избирательных полосно-пропус- кающих фильтров. Поэтому простейшие умножители частоты используются лишь при малой кратности умножения л = 2 и л = 3 с использованием оптимальных углов отсечки.

Из формулы (3.8), кроме того, следует, что выбором угла отсечки 0 О = п/(п - 1) можно добиться нулевой амплитуды тока одной из соседних мешающих гармоник. Например, амплитуда тока третьей гармоники нулевая при 0 = 90°, четвертой - при 0 = 66°, пятой - при 0 = 52 е, шестой - при 0 = 43 е, седьмой - при 0 = = 38 е, восьмой - при 0 = 33 е. Эту особенность можно учитывать для улучшения фильтрации мешающих спектральных компонент в умножителях частоты.

Умножитель частоты высокой кратности без выделения на выходе одной гармонической составляющей можно выполнить на основе формирования из гармонического входного сигнала с частотой / вх коротких прямоугольных видеоимпульсов в моменты перехода входного напряжения через нуль с положительной производной в соответствии с формулой (3.6). Такую схему называют генератором гармоник и используют для формирования сетки одновременно множества спектральных составляющих с фиксированным шагом по частоте. На рис. 3.12 представлен амплитудный спектр мощности высших гармоник для периодической последовательности видеоимпульсов, когда 0 = я/8, т.е. длительность сформированного импульса в 16 раз меньше, чем период колебания входной частоты.

Спектральные компоненты колебания, представленного на рис. 3.12, имеют частоты nf m , огибающая их мощности Р„ подчиняется закону

где Р 0 - мощность постоянной составляющей сигнала.

Рис. 3.12.

Недостатками такого умножителя частоты являются, во-первых, снижение с ростом кратности эффективности преобразования мощности входного сигнала в мощность нужной гармоники, пропорциональное квадрату кратности; во-вторых, уменьшение мощности гармоник вблизи значений кратности л, примерно равных скважности импульсов q = я/0. Кроме того, с ростом кратности усложняется задача подавления с нужной глубиной составляющих, имеющих частоту выше и ниже выделяемой.

Умножение частоты на основе нелинейных реактивных элементов (варакторов) позволяет передать значительную часть мощности входной частоты в нагрузку на выделяемой гармонике. Соотношения Мэнли-Роу доказывают, что принципиально возможно при помощи нелинейного реактивного элемента преобразовать до 100 % мощности входного сигнала на частоте со в мощность сигнала на произвольной гармонике, имеющей частоту лее, если электрическая цепь с нелинейным реактивным элементом по входу имеет ничтожно малое сопротивление для всех частот, кроме входной, а по выходу - ничтожно малое сопротивление для всех частот, кроме выходной. Однако для таких умножителей отсутствует развязка между входной и выходной цепями с общим для них реактивным нелинейным элементом. С ростом кратности умножения растут трудности построения линейных фильтрующих цепей с указанными свойствами.

Во многих случаях частота со входного сигнала умножителя изменяется в процессе работы, так что применение резонансных фильтрующих цепей затруднительно. Широкополосные умножители частоты строят без использования резонансных цепей, выделяющих нужную гармонику. Балансная схема (рис. 3.13) умножителя частоты на основе двух одинаковых нелинейных элементов (НЭ) с противофазным возбуждением через разветвитель (Р) позволяет скомпенсировать либо четные, либо нечетные гармоники на выходе. Для компенсации нечетных гармоник выходы каналов складываются синфазно в сумматоре (С), а для компенсации четных - вместо него включается сумматор противофазных сигналов, подобный разветвителю Р.

Балансные схемы при высокотехнологичном интегральном исполнении уменьшают уровень ближайших по кратности мешающих

Рис. 3.13.

Рис. 3.14.

спектральных компонентов на 30... 35 дБ. Выходной полосно-про- пускающий фильтр (ППФ) для сохранения широкополосности умножителя выполняется в виде последовательного включения фильтра нижних частот, ослабляющего компоненты с частотами более низкими, чем выделяемые, и фильтра верхних частот (гар- моникового фильтра), который не пропускает на выход гармоники более высокой кратности. Например, в балансном удвоителе частоты (п = 2) углы отсечки в нелинейных элементах (см. рис. 3.13) следует выбрать около 90°, так что амплитуда тока ближайшей к выделяемой высшей гармоники с номером п = 3 будет ослаблена на 20...30 дБ за счет выбора угла отсечки, а за счет балансности дополнительно на 30...35 дБ будут ослаблены составляющие первой и третьей гармоник. Удвоители частоты по балансной схеме (см. рис. 3.13) могут удовлетворительно работать при изменении частоты входного сигнала в несколько раз - на 1 - 2 октавы.

Удвоители и утроители частоты, как правило, выполняются пассивными, а умножители частоты - более высокой кратности, иногда - активными. Активный умножитель частоты в виде системы фазовой автоподстройки частоты колебаний ГУН с делителем частоты в кольце авторегулирования строится по схеме, представленной на рис. 3.14. В такой схеме частота ГУН выбирается примерно кратной частоте входного сигнала. Делитель частоты с фиксированным коэффициентом деления :п понижает частоту до значения, близкого к / вх, импульсно-фазовый дискриминатор (ИФД) сравнивает фазы входного сигнала и колебания поделенной частоты ГУН, а отфильтрованный управляющий сигнал е у через цепь обратной связи поступает на вход управления частотой ГУН, образуя тем самым систему фазовой автоматической подстройки частоты (ФАПЧ). Подробнее схемы такого вида рассмотрены в гл. 5.

Недостатком умножителя частоты, представленного на рис. 3.14, является возможность выхода системы ФАПЧ из полосы синхронизма при значительных вариациях собственной настройки ГУН. Выпускаются активные умножители частоты с кратностью от 3 до 64 при выходной частоте до 100 ГГц.

В умножителях частоты на электровакуумных приборах СВЧ, например на пролетных клистронах, в которых входной резонатор настроен на частоту гармоники входного сигнала, а выходной - на кратную частоту, наибольшая выходная мощность убывает с ростом кратности обратно пропорционально л, т.е. значительно слабее по сравнению с умножителями частоты на безынерционных активных элементах. Это связано с отличиями в характере группирования электронов в таких приборах. Поэтому такие умножители частоты имеют более высокий порог применимости по кратности.

В умножителях частоты на катушках с ферромагнитным материалом, работающим в режиме насыщения, гармоническое входное напряжение создает импульсный ток в выходной цепи из-за процесса перемагничивания сердечника. Такие узлы имеют ограничение по верхней рабочей частоте, где могут применяться цепи с сосредоточенными индуктивностями на феррите. Преобразование мощности входного гармонического колебания сверхвысокой частоты до 3 ГГц в форму коротких импульсов с высоким содержанием высших гармоник может производиться с помощью диодов с накоплением заряда и резким восстановлением.

В табл. 3.2 представлены параметры некоторых моделей интегральных широкополосных умножителей и делителей частоты. Модель D-0840 представляет собой пассивный диодный удвоитель частоты сигналов с необычайно широким диапазоном входных частот - коэффициент перекрытия по частоте kf= 5. Его средний по диапазону коэффициент ослабления по мощности составляет -15 дБ. Активный утроитель частоты АТА-0304 имеет при коэффициенте перекрытия по частоте k f - 1,33 мощность выходного сигнала 15 дБмВт. Это обеспечено встроенным широкополосным усилителем мощности с полосой частот 9... 12 ГГц. В умножителе частоты в 5 раз модели МАХ5М65075 усилитель мощности выходного сигнала обеспечил высокий уровень выходной мощности, а встроенные последовательно включенные на выходе фильтры нижних частот (с полосой 12 ГГц) и фильтр верхних частот (с полосой 1,5 ГГц) обеспечили улучшенный (до -40 дБ) уровень ослабТаблица 3.2. Параметры интегральных широкополосных умножителей и делителей частоты

Примечание. х2 - удвоитель частоты; хЗ - утроитель частоты; х5 - активный умножитель частоты в 5 раз; х 16 - активный умножитель частоты в 16 раз; +2 - активный делитель частоты на 2...

ления нежелательных гармонических составляющих выходного сигнала. В умножителях и делителях частоты кроме параметра, характеризующего гармонический состав выходного сигнала - ПСС ВЫХ, указывают значения ПСС ВХ, который показывает долю нежелательных спектральных компонент, появляющихся во входной цепи из-за обратного прохождения. Как правило, значение ПСС ВХ на

10...20 дБ ниже, чем ПСС ВЫХ. Очень трудная задача решена разработчиками и изготовителями умножителя частоты в 16 раз модели HMC445LP4: в выходной цепи сетка одновременно присутствующих гармоник имеет шаг 0,6...0,7 ГГц по сравнению со средней частотой 10... 11 ГГц. В этой модели использована балансная схема для компенсации нечетных 15-й и 17-й гармоник, выходной полосовой диэлектрический фильтр, но тем не менее уровень ПСС ВЫХ превышает -20 дБ. Можно отметить весьма низкий уровень собственных фазовых шумов S 9 (F) для этой модели.

Делители частоты. Деление частоты гармонического входного сигнала на два происходит в параметрических цепях с нелинейной реактивностью, например с варикапом или с ферритом. Такое параметрическое деление частоты на два используется в диапазоне входных частот менее 3...40 ГГц, а при необходимости получения более высокого коэффициента деления такие узлы включаются каскадно. Достоинством параметрических варакторных делителей частоты является широкополосность менее октавы, так как в них не используются резонансные цепи.

В диапазоне входных частот менее 1 ГГц возможно применение цифровых счетчиковых делителей частоты - в таких узлах коэффициент деления частоты устанавливается произвольным, а ограничение на нижнюю рабочую частоту и соответственно на наибольший коэффициент деления частоты отсутствует. Выходной сигнал цифровых делителей частоты двухуровневый - имеет ме- андровую форму импульсов со скважностью 2. При необходимости выделения из них гармонической составляющей поделенной частоты производится частотная обработка с помощью фильтра нижних частот с частотой среза, равной наибольшему значению выходной частоты.

Умножители и делители частоты вносят не только регулярные, но и случайные погрешности в фазу выходного сигнала, которые зависят от их схемы, конструкции узла, кратности, качества фильтрации и других дестабилизирующих факторов. Поэтому нестабильность фазы и частоты выходного сигнала умножителя или делителя частоты несколько выше, чем входного. Зависимость интенсивности собственного фазового шума вблизи несущей частоты от частоты отстройки определяется схемой и режимом работы нелинейного элемента узла преобразования частоты, который может быть разработан специально как малошумящий. Например, в делителях частоты на два диапазона 1... 2 ГГц уровень СПМ собственного «белого» фазового шума на выходе S^(F) составляет -155...-140 дБ/Гц при отстройке от несущей частоты F= 100 кГц.

В делителях частоты, как и в умножителях частоты, существует кратная периоду более высокой частоты неопределенность начального сдвига между моментами времени перехода через нуль входного и выходного колебаний. На этапе включения источника питания или в результате действия импульсной помехи фаза колебания более высокой частоты может измениться на целое число периодов своего колебания по сравнению с фазой низкочастотного колебания. Разработчик синтезатора сигналов должен оценить последствия такого явления исходя из назначения и свойств радиотехнической системы, в которой он будет использоваться.

Если входной сигнал умножителя частоты в л раз имеет периодическую угловую (фазовую или частотную) модуляцию с девиацией частоты Д/и модулирующей частотой F M , то на его выходе модулирующая частота не изменится, а девиация частоты составит лД/ При этом уровень мощности боковых полос модуляционного спектра по сравнению с мощностью несущего колебания возрастает на 20 lg я, т.е. для удвоителя - на 6 дБн.

Делитель частоты на два модели DV-1826 имеет входные сигналы миллиметрового диапазона, так что для размещения элементов поверхностного монтажа использованы высокотехнологичные решения. Делители частоты моделей HMC437MS8G и 25673DV-QFN выполнены как счетчиковые, поэтому коэффициент деления может быть нечетным, а нижний предел рабочей частоты отсутствует - микросхемы производят широкополосное деление частоты в указанное число раз в любом низкочастотном диапазоне вплоть до постоянного тока. Микросхема делителя частоты на восемь модели 25673DV-QFN выполнена для работы в расширенном температурном диапазоне: от -55 до +125 °С. Можно заметить, что собственные фазовые шумы цифровых делителей частоты существенно ниже, чем, например, для ГУН того же диапазона.

Удвоитель на составном каскаде. Устройство (рис. 14.18) собрано на двух транзисторах разной проводимости. В исходном состоянии оба транзистора закрыты. На входе действует сигнал гармонической формы. Положительная полярность входного сигна­ла открывает транзисторVT1 и закрывает транзисторVT2. Проте­кающий ток транзистораVT1 создает падение напряжения на ре­зисторахR3 иR4. На первом выходе будет сигнал, совпадающий по фазе с входным сигналом, а на втором выходе сигнал будет находиться в противофазе. При равенстве сопротивлений резисто­ровR3 иR4 амплитуды этих сигналов будут равны. Отрицательная полуволна входного сигнала закроет транзисторVT1 и откроет транзисторVT2. НаВыходе 1 появится сигнал, находящийся в про­тивофазе с входным сигналом, а наВыходе 2 - будет совпадать по фазе с входным сигналом. Таким образом, при подаче на вход си­нусоидального сигнала наВыходе 1 все полуволны будут положи­тельными, а наВыходе 2 - отрицательными. Удвоитель работает в диапазоне частот от 200 Гц до 20 кГц.

Рис. 14.18 Рис. 14.19

Транзисторный удвоитель. Удвоитель (рис. 14.19) состоит из двух транзисторов. Первый транзистор работает в схеме с коллекторно-эмиттерной нагрузкой, и коэффициент передачи его равен единице. Второй транзистор работает в схеме с ОБ. Входной сигнал создает в эмиттереVT2 ток, который на коллекторной нагрузкеR3 создает напряжение, равное по амплитуде входному напряжению. Таким образом, положительная полуволна гармонического сигнала проходит через транзисторVT1 и выделяется на резистореR3 со сдвигом по фазе 180°, а отрицательная полуволна проходит через транзисторVT2 без изменения фазы. В результате напряжение на резистореR3 будет иметь вид, получаемый после двухполупериод-ного выпрямления входного сигнала. Удвоитель работает в широ­ком диапазоне частот, который определяется типом примененных транзисторов.

Умножитель на транзисторах. Схема удвоения частоты входно­го гармонического сигнала (рис. 14.20) состоит из двух каскадов. Каждый каскад увеличивает частоту сигнала в 2 раза. Положи­тельная полуволна входного сигнала с амплитудой 0,5 В открывает транзисторVT2. Отрицательная полуволна проходит через транзи­сторVT1. Эти два сигнала суммируются на резистореR2. Транзи­сторVT2 инвертирует входной сигнал,a VT1 - не инвертирует. На резистореR2 формируется сигнал двухполупериодного выпрямле­ния. Этот сигнал через эмиттерный повторитель подается на второй каскад. Амплитуда выходного сигнала повторителя равна 0,6 В.

Рис. 14.20 Рис. 14.21

Диодный умножитель. Входное гармоническое напряжение (рис. 14.21) подается на трансформатор. Во вторичной обмотке трансформатора включены две фазосдвигающие цепочки. В них про­исходит сдвиг фазы гармонического сигнала на 120°. В результате этого через диоды проходят сигналы, сдвинутые по фазе. На вход­ном сопротивлении транзистора они суммируются. Третья гармони­ка суммарного пульсирующего сигнала выделяется контуром. Но­миналы элементов фазосдвигающих цепочек рассчитаны на частоту 400 Гц.

Рис. 14.22

Детекторный удвоитель частоты. В основу такого удвоителя (рис. 14.23) положено двухполупериодное выпрямление на двух транзисторахVT1 иVT2. Отрицательная полуволна выходного на­пряжения ОУ проходит через транзисторVT1, а положительная - через транзисторVT2. РезисторыR6 иR8 выбраны одинаковыми, поэтому коэффициенты передачи обеих полуволн равны. Для устра­нения искажений формы выходного сигнала, вызванных влиянием порогового начального участка характеристик транзисторов, ис­пользуется ОУ с нелинейной ООС. С помощью потенциометраR2 на выходе ОУ устанавливается напряжение, соответствующее минимальным искажениям выходного сигнала. Удвоитель хорошо ра­ботает при треугольной форме входного сигнала. Для этой формы входного сигнала можно последовательно включать до десяти схем умножения.

Рис. 14.23 Рис. 14.24

Рис. 14.25

Дифференциальный удвоитель. Удвоитель частоты (рис. 14.24) состоит из эмиттерного повторителя, собранного на транзистореVT1, и усилительного каскада, построенного на транзистореVT2. Входной сигнал через конденсатор С1 поступает в базу транзисто­раVT1. В эмиттере этот сигнал складывается с сигналом, который проходит через транзисторVT2. ТранзисторVT2 работает в нели­нейном режиме. Он пропускает отрицательные полуволны входного сигнала. Перевернутый по фазе входной сигнал будет вычитаться из сигнала эмиттерного повторителя. Уровень взаимодействующих сигналов можно регулировать резисторамиR4 иR5. РезисторR4 управляет амплитудой отрицательной полуволны, а резисторR5 регулирует отношение эмиттерного сигнала к коллекторному.

Удвоитель частоты прямоугольного сигнала. Устройство (рис. 14.25,а) осуществляет преобразование входного сигнала гар­монической формы в прямоугольный сигнал с удвоенной частотой. Входной сигнал поступает в эмиттеры транзисторовVT1 иVT2. ТранзисторVT1 работает в режиме ограничения. Второй транзи­стор также ограничивает сигнал, но за счет конденсатора С1 про­исходит сдвиг выходного сигнала на 90° относительно входного. Два ограниченных сигнала суммируются через резисторыR6 иR7. Суммарный двухполярный сигнал с помощью транзисторовVT3 иVT4 преобразуется в сигнал с удвоенной частотой. Эпюры сигналов в различных точках показаны на рис. 14.25,б. Удвоитель работает в широком диапазоне частот от 20 Гц до 100 кГц. Такой диапазон можно перекрыть, если применить со­ответствующую емкость конденсато­ра С1. Входной сигнал должен иметь амплитуду не менее 2 В.

Компенсационный умножитель. Умножитель частоты компенсацион­ного типа (рис. 14.26) построен на одном транзисторе. Ограниченный по амплитуде сигнал суммируется с входным сигналом гармонического вида на резистореR1 В Deэvль тате на выходе формируется сигнал, частота которого в 3 раза вы ше частоты входного сигнала. Форма выходного сигнала не являет­ся идеально гармонической. Этот сигнал необходимо пропустить через фильтр, чтобы уменьшить уровень высоких гармоник На Фор­му сигнала в большой степени влияет уровень ограничения транзи­стора. При малых углах отсечки выходного сигнала значительно уменьшаются высокочастотные спектральные составляющие. Умень­шается при этом и амплитуда третьей гармоники.

Рис. 14.26 Рис. 14.27

Делитель на ОУ. Делитель (рис. 14.27,а) построен на четектн-ропании суммарного сигнала на выходе ОУ. НаВход 1 полается сигнал гетеродина с амплитудой 0,1 В, наВход 2 - преобразуемый сигнал. Зависимость амплитуды выходного сигнала от преобразуе­мого сигнала показана на рис. 14.27,б.

Умножители на фазовращателях могут обеспечить спектрально чистый, не требующий фильтрации выходной сигнал. Используя для расщепления фазы широкополосные фазово-разностные цепи, можно реализовать частотно-независимые умножители, работающие в диапазоне, который перекрывает множество октав.Принцип работы умножителей такого типа показан на рис.1,а. Частота синусоидального сигнала умножается на N путем разделения входного напряжения на N различных фаз, равноудаленных приятель от друга в диапазоне 360°. N сигналов с различными фазами управляют N транзисторами, работающими в режиме класса С, выходные сигналы которых объединяются для формирования импульса через каждые 360°/N градусов. Элетрическая схема платы 2100--18 Благодаря использованию N транзисторов мощность входного сигнала может быть в N раз выше мощности, необходимой для насыщения транзистора.рис.1,аОписываемый умножитель звуковой частоты на 4 (рис.1,б) содержит частотно-зависимые 90°-ные фазовращатели R1C1 и R2C2. Транзисторы Q1 и Q4 формируют импульсы, сдвинутые на выходе по фазе на 0 и 90°. Фазовая инверсия импульсов осуществляется транзисторами Q5 и Q6, которые управляют транзисторами Q2 и Q3, в результате чего на выходе последних образуются импульсы с фазовым сдвигом 180 и 270°. Сдвинутые по фазе на 90° выходные импульсы объединяются для формирования учетверенной частоты. Умножитель звукового диапазона учетверяет частоты от 625 до 2500 Гц....

Для схемы "УМНОЖИТЕЛЬ ЧАСТОТЫ"

Для схемы "Две схемы простых генераторов качающейся частоты"

Для схемы "ГЕНЕРАТОР ПЛАВНОЙ ПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ ДЛЯ Р134"

Узлы радиолюбительской техникиГЕНЕРАТОР ПЛАВНОЙ ПОДСТРОЙКИ ДЛЯ Р134Дискретная установка частоты с шагом 1 кГц в радиорадиостанции Р134 затрудняет ее использование в радиолюбительских целях. Получить вероятность плавной перестройки частоты до ±4 кГц относительно частоты настройки по цифровой шкале радиостанции довольно просто. Для этого довольно сменить сигнал частотой 10 МГц, подаваемый от синтезатора частоты радиостанции (блок 2-1) через умножитель блока 3-3 на смеситель блока 3-1, сигналом перестраиваемого до ±500 Гц кварцевого генератора частотой 10 МГц по схеме, приведенной на рис.1.Puc.1Так как в смесителе блока 3-1 используется восьмая гармоника генератора, рабочая частота радиостанции будет изменяться в пределах ±4 кГц, чего полностью довольно. Резистор R7 в схеме выбирается в пределах 0,5...2 кОм, в зависимости от активности примененного кварца, до получения номинального уровня сигнала на выходе радиостанции при нажатом ключе в режиме АТ-Т. Простой терморегулятор на симисторе Катушка L выполнена на кольцевом магнитопроводе марки 50ВЧ2 типоразмера К7х4х2 проводом ПЭЛШО 0,1 мм и содержит 15 витков. Используя хорошо откалиб-рованный приемник, желательно подобрать число витков катушки с точностью до одного до получения частоты генератора 10 МГц±50 Гц в среднем положении регулятора R4, при этом рабочая частота радиостанции будет соответствовать частоте по цифровой шкале. Кварцевый резонатор желательно применить в вакуумном исполнении. Питание генератора напряжением +12,6 В можно осуществить от конденсаторов С2...С6 фильтра развязки в цепи питания блока 2, доступ к которым возможен при снятии верхнего блока N9 радиостанции.Печатная плата устройства показана на рис.2, расположение деталей на ней - на рис.3. Плату удобно разместить в экранирова...

Для схемы "ГЕНЕРАТОР СИГНАЛА ДМВ"

Измерительная техникаГЕНЕРАТОР СИГНАЛА ДМВ При налаживании радиолюбительских конструкций, работающих на частотах выше 1 ГГц (например, в любительском диапазоне 23 см), необходим генератор высокостабильного сигнала. Его нетрудно изготовить, если в распоряжении радиолюбителя имеется кварцевый резонатор на частоту 27...50 МГц. Принципиальная схема генератора изображена на рис.1. Задающий генератор собран на транзисторе VT1, умножитель частоты - на диоде VD1. Необходимую гармонику исходного сигнала (например, 29-ю для любительского диапазона 23 см при использовании резонатора на частоту 45 МГц) выделяет контур L3C6. Напряжение смещения на диоде VD1 создается автоматически. Его оптимальное роль (по максимальному сигналу требуемой гармоники) устанавливают подстроечным резистором R4. По этому же критерию подбирают (подстроечным резистором R3) уровень высокочастотного напряжения, поступающего на умножитель с задающего генератора. При необходимости выходной сигнал генератора можно промодулировать. Простой регулятор тока Требуемый уровень модулирующего напряжения устанавливают переменным резистором R5. Puc.1В генераторе применен обычный высокочастотный диод (не предназначенный для работы в диапазоне ДМВ). Если его заместить на диод Шоттки, уровень выходного сигнала видно возрастет. Колебательный контур L1C2 настраивают на частоту кварцевого резонатора. Конструкция катушек L1 и L2 некритична (отношение их чисел витков - приблизительно 10). Дроссель 15 представляет собой бескаркасную катушку (10 витков) диаметром 13 мм. Элементы VD1, С4, С5, L3- L5 монтируют на плате из одностороннего фольгированного материала, располагая все детали со стороны фольги. Контур L3C6 представляет собой подстраиваемую конденсатором полуволновую линию. Ее размеры для любительского диапазона 23 см показаны на рис.2. Изготавливают линию из медной полосы, изгибают и припаивают оба ее конца к фольге. Петлю связи L4 сгибают из пр...

Для схемы "ЦИФРОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ"

Цифровая техникаЦИФРОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ Описываемый узел (см. рисунок), реализующий функцию f1-f2, разрешает использовать в качестве цифровой шкалы частотомер, не позволяющий при измерении вычитать частоту одного сигнала из частоты другого. На транзисторах VT1, VT2 и инверторах микросхемы DD1 собраны формирователи сигналов гетеродина и ПЧ. Их частоту понижают в два раза триггерами DD2.1 и DD3.1.Сигналы половинной поступают соответственно на информационные входы D триггеров DD2.2, DD3.2, а гетеродина (с формирователя через инвертор) - на входы синхронизации С. На элементах 2И-НЕ микросхемы DD4 выполнен компонент ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ, с выхода которого снимается фазо-модулированная последовательность импульсов. Из нее и сигнала гетеродина триггер DD5.1 формирует импульсы с частотой следования fгет/2-fпч/2, поступающие на делитель на 50, выполненный на двоичных счетчиках DD6, DD7. Импульсы со скважностью 2 и частотой (fгет-fпч)/100 с выхода 1 счетчика DD7 подают на частотомер. Если не требуется, чтобы скважность была равна 2, счетчик DD7 можно исключить. При этом частота следования выходных импульсов равна (fгет-fпч)/10.С. ЗЕРНИН г. Уссурийск Приморского края(Радио 4/90)...

Для схемы "Узкополосный источник качающейся частоты"

Измерительная техникаУзкополосный источник качающейся J. Isbell. Отдел радиоастрономии Техасского университета (Остин, шт. Техас)Схема, содержащая низкочастотный генератор и балансный модулятор, может вырабатывать качающуюся частоту 10,7 МГц±20 кГц, что удобно при наладке каскадов промежуточной частоты в стандартном ЧМ-приемнике. Узкополосный источник качающейся частоты предпочтителен в тех случаях, когда частотную характеристику проверяемого каскада наблюдают на экране осциллографа: изображение получается устойчивым, что невозможно при использовании широкополосного генератора качающейся частоты. Диапазон частотной развертки у описываемой схемы в 2,5 раза уже, чем у имеющегося в продаже генератора качающейся частоты. Благодаря этому побочная частотная модуляция снижается до уровня, при котором она не оказывает заметного влияния.Как видно из рис. 1, сигнал 10,05 МГц, получаемой от кварцевого генератора, смешивается с сигналом средней 650 кГц, получаемой от низкочастотного генератора качающейся частоты. Фазоимпульсный регулятор мощности на кмоп На выходе смесителя получается сигнал со средней частотой 10,7 МГц, которую можно изменять в пределах ±20 кГц путем перестройки 650-кГц генератора. Этот метод качания предпочтительней, чем перестройка высокочастотного генератора, так как. дает лучшую стабильность частоты.Pис. 1Для перестройки генератора качающейся используется вара...

Для схемы "ВЫСОКОСТАБИЛЬНЫЙ ДВУХТОЧЕЧНЫЙ ГЕНЕРАТОР"

Узлы радиолюбительской техникиВЫСОКОСТАБИЛЬНЫЙ ДВУХТОЧЕЧНЫЙ ГЕНЕРАТОРГ.ПЕТИН, 344015, Ростов-на-Дону, ул.Еременко, 60/6 - 247, тел.25-42-87.Для генерирования высокочастотных гармонических колебаний чаще всего используются трехточечные генераторы. В ряде случаев (по конструктивным соображениям) может оказаться полезным двухточечный генератор. Такой генератор требует применения двух транзисторов. Однако в правильно сконструированном двухточечном генераторе (см. рисунок) общее количество элементов может быть более того меньше, чем в трехточечном. Благодаря тому что сигнал с колебательного контура LI, C2 генератора подается на затвор VT2, имеющего большое входное сопротивление, а сигнал обратной связи снимается с коллектора VT1, имеющего большое выходное сопротивление, колебательный контур очень слабо шунтируется электронной схемой и сохраняет свою высокую добротность. Кроме того, для увеличения входного сопротивления полевого транзистора VT2 в цепи его истока включен резистор R2, для увеличения выходного сопротивления биполярного транзистора VT1 в цепи его эмиттера стоит резистор R1Для данной схемы экспериментально определено, что уход частоты за 1 с не превышает 1...2 Гц на частоте 10 МГц, т.е. частоты вращения коленчатого вала карбюраторных двигателей с системой электрооборудования, у которой минус аккумуляторной батареи соединен с корпусом. Основой является формирователь одиночных импульсов, собранный на микросхеме CD4007 (отечественный аналог - К176ЛП1). Формирователь запускается положительными импульсами, возникающими в момент размыкания контактов прерывателя. Прибор РА1, подключенный к выходу формирователя через ограничивающий резистор R5, измеряет напряжение на измерительном конденсаторе С1, которое пропорционально частоте входных импульсов с точностью не хуже 1...2% - Частота следования импульсов в 30 раз меньше вращения коленчатого вала четырехтактного двигателя.Т.Тихомиров, г.Чита...

Для схемы "ИМС К174УР7"

Справочные материалыИМС К174УР7ИМС К174УР7 представляет собой специализированную ИМС для радиоприемников, содержащую усилитель-ограничитель промежуточной частоты ЧМ-тракта А1, балансный ЧМ-детектор U1 и предварительный усилитель низкой частоты А2. Типовая схема включения показана на рис.3. Рис.1. Функциональная схема ИМС К174УР7Рис.2. Назначение выводов ИМС К174УР7Рис.3. Типовая схема включения ИМС К174УР7Входной сигнал поступает на вход усилителя-ограничителя А1, с выхода которого ограниченный сигнал поступает на вход частотного детектора U1. Выход частотного детектора соединен с неинвертирующим входом операционного усилителя А2, который осуществляет предварительное усиление звуковой частоты. Зависимости основных электрических параметров ИМС от режимов эксплуатации приведены на рис. 4-10.Электрические параметры ИМС К174УР7 при 25±10°С и Uи.п.ном=6 ВТок потребления I мА, не более 0.6Входное напряжение ограничения Uвх.огр, мкВ, при fвх=0,25 МГц, fмод=1 кГц, не более 70 Выходное напряжение низкой UвыхНЧ, мВ, при Uвх=10 мВ, fвх=0.25 мГц, fмод=1 кГц, не менее 90 Коэффициент подавления амплитудной модуляции КпАМ, дБ, при Uвх=10 мВ, fвх=0,25 МГц fмод=1 кГц, не менее 30 Предельные эксплуатационные параметры ИМС К174УР7 Напряжение питания Uи.п, В: минимальное. 5.4 максимальное 6.6 Напряжение входного сигнала Uвх, мВ, не более 100 Выходной ток / , мА, не более 0.1Рис.4. Радомкрофон схеми Рис.4. Зависимость входного напряжения ограничения от напряжения питания микросхемы при частоте входного сигнала 250 к Гц. частоте модуляции ЧМ режима 1 кГц, девиации...